摘要 結合《電力電子技術》課程教學，介紹了PWM基本原理以及PWM技術實現的幾種方法；分析了雙端輸出式脈寬調制器SG3524和集成驅動電路IR2110的內部結構和工作原理，設計了采用IGBT的逆變橋及其驅動、保護電路。市電經過整流、濾波，然后經PWM控制的逆變橋，輸出給負載。經過安裝調試，證明了以上設計的正確性和實用性。
    關鍵字 PWM；逆變電路；IGBT

    0 引言

    電力電子技術作為一門新興的高科技學科，起始于上世紀50年代末硅整流器件的誕生。上世紀80年代末期和90年代初期，以MOSFET和IGBT為代表的，集高頻、高壓和大電流于一身的功率半導體復合器件的出現，表明傳統電力電子技術已經進入現代電力電子技術時代。采用電力半導體器件構成的各種開關電路，按

    一定的規律，實時的控制器件的工作，可以實現開關型電力變換和控制，已被廣泛地應用于高品質交直流電源、電力系統、變頻調速、新能源發電及各種工業與民用電器等領域，成為現代高科技領域的支撐技術。當前電力電子技術的發展趨勢是高電壓大容量化、高頻化、主電路及保護控制電路模塊化、產品小型化、智能化和低成本化。大力加強電力電子技術的應用研究，對改造傳統設備、實現產品的更新換代和增加產品的科技含量、解決關系國民經濟與安全的高新技術具有重大的經濟及戰略意義。

    PWM控制技術已逐漸成熟，通過其對半導體電力器件的導通和關斷進行控制，使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不相等的脈沖，用這些脈沖來代替正弦波或其他所需要的波形。按一定的規則對各脈沖的寬度進行調制，既可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率。這在全控型開關器件的逆變器中得到廣泛應用，已有各種單相（如SG3524），三相PWM（如HEF4752）和SPWM集成芯片（如SA828）隨著電力電子技術及大規模集成電路的發展，PWM調壓技術得到了廣泛的應用，特別是以PWM為基礎構成的變頻系統，以結構簡單，運行可靠，節能效果顯著等突出優點在生產、生活領域內得到了廣泛應用。為此，本文結合高校《電力電子技術》課程的實踐環節，幫助學生掌握PWM控制技術的應用，介紹PWM調壓技術的一種實現方法。該方案采用集成脈寬調制電路芯片SG3524產生PWM波，通過驅動集成電路IR2110，驅動逆變橋實現調壓。該電路結構緊湊、安全可靠、易于調試。

    1 PWM技術的多種實現方法

    采樣控制理論中有一個重要結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同。PWM控制技術就是以該結論為理論基礎，到目前為止，已出現了多種PWM控制技術。根據PWM控制技術的特點，可以劃分為多種方法。

    1.1等脈寬PWM法

    VVVF（VariableVoltageVariableFrequency）早期是基于PAM（PulseAmplitudeModulation）控制技術實現的，其逆變器部分只能輸出頻率可調的方波電壓而不能調壓。等脈寬PWM法正是為了克服PAM法的這個缺點發展而來的，是PWM法中最為簡單的一種。它是把每一脈沖的寬度均相等的脈沖列作為PWM波，通過改變脈沖列的周期以調頻，該方法的優點是簡化了電路結構，提高了輸入端的功率因數，但同時也存在輸出電壓中除基波外，還包含較大的諧波分量。

    1.2SPWM法

    SPWM（SinusoidalPWM）法是一種比較成熟的、使用較廣泛的PWM法。前面提到的采樣控制理論中的一個重要結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同。SPWM法就是以該結論為理論基礎，用脈沖寬度按正弦規律變化，而與正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆變電路中開關器件的通斷，使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應區間內的面積相等，通過改變調制波的頻率和幅值，調節逆變輸出電壓的頻率和幅值。該方法的實現有幾種方案。

    1）等面積法實際上是SPWM法原理的直接闡釋。用同樣數量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替正弦波，然后計算各脈沖的寬度和間隔，并把這些數據存于微機中，通過查表的方式生成PWM信號控制開關器件的通斷，以達到預期的目的。由于此方法是以SPWM控制的基本原理為出發點，可以準確地計算出各開關器件的通斷時刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在計算繁瑣，數據占用內存大，不能實時控制的缺點。

    2）硬件調制法是為解決等面積法計算繁瑣的缺點而提出的，其原理就是把所希望的波形作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過對載波的調制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作為載波，當調制信號波為正弦波時，所得到的就是SPWM波形。其實現方法簡單，可以用模擬電路構成三角波載波和正弦調制波發生電路，用比較器來確定它們的交點，在交點時刻對開關器件的通斷進行控制，就可以生成SPWM波。但是，這種模擬電路結構復雜，難以實現精確的控制。

    3）軟件生成法由于微機技術的發展使得用軟件生成SPWM波形變得比較容易，因此，軟件生成法也就應運而生。軟件生成法是用軟件來實現調制的方法，有兩種基本算法，即自然采樣法和規則采樣法。

    （1）自然采樣法以正弦波為調制波，等腰三角波為載波進行比較，在兩個波形的自然交點時刻控制開關器件的通斷，即自然采樣法。其優點是所得SPWM波形最接近正弦波。但由于三角波與正弦波交點有任意性，脈沖中心在一個周期內不等距，從而脈寬表達式是一個超越方程，計算繁瑣，難以實時控制。

    （2）規則采樣法規則采樣法是一種應用較廣的工程實用方法。一般采用三角波作為載波。其原理就是用三角波對正弦波進行采樣得到階梯波，再以階梯波與三角波的交點時刻控制開關器件的通斷，從而實現SPWM法。當三角波只在其頂點（或底點）位置對正弦波進行采樣時，由階梯波與三角波的交點所確定的脈寬，在一個載波周期（即采樣周期）內的位置是對稱的，這種方法稱為對稱規則采樣。當三角波既在其頂點又在底點時刻對正弦波進行采樣時，由階梯波與三角波的交點所確定的脈寬，在一個載波周期（為采樣周期的2倍）內的位置一般并不對稱，這種方法稱為非對稱規則采樣。規則采樣法是對自然采樣法的改進，其主要優點是計算簡單，便于在線實時運算，其中非對稱規則采樣法因階數多而更接近正弦。其缺點是直流電壓利用率較低，線性控制范圍較小。兩方法均適用于同步調制方式。

    4）低次諧波消去法低次諧波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次諧波為目的的方法。其原理是對輸出電壓波形按傅氏級數展開，表示為u（棕t）=Ansin（n棕t），首先確定基波分量A1的值，再令兩個不同的An=0，就可以建立三個方程，聯立求解得A1，A2及A3，這樣就可以消去兩個頻率的諧波。該方法雖然可以很好地消除所指定的低次諧波。但是，剩余未消去的較低次諧波的幅值可能會相當大，而且同樣存在計算復雜的缺點。該方法同樣只適用于同步的調制方法。

    1.3線電壓控制PWM

    主要包括馬鞍形波和三角波比較法，也就是諧波注入PWM方式（HIPWM），其原理是在正弦波中加入一定比例的三次諧波，調制信號便呈現出馬鞍形，而且幅值明顯降低，于是在調制信號的幅值不超過載波幅值的情況下，可以使基波幅值超過三角波幅值，提高了直流電壓利用率。在三相無中線系統中，由于三次諧波電流無通路，所以三個線電壓和線電流中均不含三次諧波。除了可以注入三次諧波以外，還可以注入其他3倍頻于正弦波信號的其他波形，這些信號都不會影響線電壓。這是因為，經過PWM調制后，逆變電路輸出的相電壓也必然包含相

    應的3倍頻于正弦波信號的諧波，但在合成線電壓時，各相電壓中的這些諧波將互相抵消，從而使線電壓仍為正弦波。

    1.4電流控制PWM

    電流控制PWM的基本思想是把希望輸出的電流波形作為指令信號，把實際的電流波形作為反饋信號，通過兩者瞬時值的比較來決定各開關器件的通斷，使實際輸出隨指令信號的改變而改變。其實現方案主要有以下3種。

    1）滯環比較法[4]一種帶反饋的PWM控制方式，即每相電流反饋信號與電流給定值經滯環比較器，得出相應橋臂開關器件的開關狀態，使得實際電流跟蹤給定電流的變化。該方法的優點是電路簡單，動態性能好，輸出電壓不含特定頻率的諧波分量。其缺點是開關頻率不固定造成較為嚴重的噪音，和其他方法相比，在同一開關頻率下輸出電流中所含的諧波較多。

    2）三角波比較法與SPWM法中的三角波比較方式不同，這里是把指令電流與實際輸出電流進行比較，求出偏差電流，通過放大器放大后再和三角波進行比較，產生PWM波。此時開關頻率一定，因而克服了滯環比較法頻率不固定的缺點。但是，這種方式的電流響應不如滯環比較法快。

    3）預測電流控制法[6]在每個調節周期開始，根據實際電流誤差，負載參數及其他負載變量，來預測電流誤差矢量趨勢，因此，下一個調節周期由PWM

    產生的電壓矢量必將減小所預測的誤差。該方法的優點是，若給調節器除誤差外更多的信息，則可獲得比較快速、準確的響應。目前，這類調節器的局限性是響應速度及過程模型系數參數的準確性。

    1.5空間電壓矢量控制PWM

    空間電壓矢量控制PWM（SVPWM）也叫磁通正弦PWM法。它以三相波形整體生成效果為前提，以逼近電機氣隙的理想圓形旋轉磁場軌跡為目的，用逆變器不同的開關模式所產生的實際磁通去逼近基準圓磁通，由它們的比較結果決定逆變器的開關，形成PWM波形。此法從電動機的角度出發，把逆變器和電機看作一個整體，以內切多邊形逼近圓的方式進行控制，使電機獲得幅值恒定的圓形磁場（正弦磁通）。

    具體方法又分為磁通開環式和磁通閉環式。磁通開環法用兩個非零矢量和一個零矢量合成一個等效的電壓矢量，若采樣時間足夠小，可合成任意電壓矢量。此法輸出電壓比正弦波調制時提高15%，諧波電流有效值之和接近最小。磁通閉環式引入磁通反饋，控制磁通的大小和變化的速度，在比較估算磁通和給定磁通后，根據誤差決定產生下一個電壓失量，形成PWM波形。這種方法克服了磁通開環法的不足，解決了電機低速時，定子電阻影響大的問題，減小了電機的脈動和噪音，但由于未引入轉矩的調節，系統性能沒有得到根本性的改善。

    1.6失量控制PWM

    矢量控制也稱磁場定向控制，其原理是將異步電動機在三相坐標系下的定子電流Ia、Ib及Ic，通過三相/兩相變換，等效成兩相靜止坐標系下的交流電流Ia1及Ib1，再通過按轉子磁場定向旋轉變換，等效成同步旋轉坐標下的直流電流Im1及It1（Im1相當于直流電動機的勵磁電流；It1相當于與轉矩成正比的電樞電流），然后模仿對直流電動機的控制方法，實現對交流電動機的控制。其實質是將交流電動機等效為直流電動機，分別對速度、磁場兩個分量進行獨立控制。通過控制轉子磁鏈，然后分解定子電流而獲得轉矩和磁場兩個分量，經坐標變換，實現正交或解耦控制。

    但是，由于轉子磁鏈難以準確觀測，以及矢量變換的復雜性，使得實際控制效果往往難以達到理論分析的效果，這是矢量控制技術在實踐上的不足。此外，它必須直接或間接地得到轉子磁鏈在空間上的位置才能實現定子電流解耦控制，在這種矢量控制系統中需要配置轉子位置或速度傳感器，這顯然給許多應用場合帶來不便。

    1.7直接轉矩控制PWM

    1985年德國魯爾大學Depenbrock教授首先提出直接轉矩控制理論（DirectTorqueControl，簡稱DTC）。直接轉矩控制與矢量控制不同，它不是通過控制電流、磁鏈等量來間接控制轉矩，而是把轉矩直接作為被控量來控制，它也不需要解耦電機模型，而是在靜止的坐標系中計算電機磁通和轉矩的實際值，然后，經磁鏈和轉矩的Band-Band控制產生PWM信號對逆變器的開關狀態進行最佳控制，從而

    在很大程度上解決了上述矢量控制的不足，能方便地實現無速度傳感器的控制，有很快的轉矩響應速度和很高的速度及轉矩控制精度，并以新穎的控制思想、簡潔明了的系統結構、優良的動靜態性能得到了迅速發展。直接轉矩控制也存在缺點，如逆變器開關頻率的提高有限制。

    1.8非線性控制PWM

    單周控制法又稱積分復位控制（IntegrationRe原setControl，簡稱IRC），是一種新型非線性控制技術，其基本思想是控制開關占空比，在每個周期使開關變量的平均值與控制參考電壓相等或成一定比例。該技術同時具有調制和控制的雙重性，通過復位開關、積分器、觸發電路、比較器達到跟蹤指令信號的目的。單周控制器由控制器、比較器、積分器及時鐘組成，其中控制器可以是RS觸發器，其控制原理如圖1所示。圖中K可以是任何物理開關，也可是其他可轉化為開關變量形式的抽象信號。

    傳統的PWM逆變電路中，單周控制在控制電路中不需要誤差綜合，它能在一個周期內自動消除穩態、瞬態誤差，使前一周期的誤差不會帶到下一周期。雖然硬件電路較復雜，但其克服了傳統的PWM控制方法的不足，適用于各種脈寬調制軟開關逆變器，具有反應快、開關頻率恒定、魯棒性強等優點，此外，單周控制還能優化系統響應、減小畸變和抑制電源干擾，是一種很有前途的控制方法。

    1.9諧振軟開關PWM

    電力電子器件硬開關大的開關電壓電流應力以及高的du/dt和di/dt限制了開關器件工作頻率的提高，而高頻化是電力電子的主要發展趨勢之一，它能使變換器體積減小、重量減輕、成本下降、性能提高，特別當開關頻率在18kHz以上時，噪聲已超過人類聽覺范圍，使無噪聲傳動系統成為可能。諧振軟開關PWM的基本思想是在常規PWM變換器拓撲的基礎上，附加一個諧振網絡，諧振網絡一般由諧振電感、諧振電容和功率開關組成。開關轉換時，諧振網絡工作使電力電子器件在開關點上實現軟開關過程，諧振過程極短，基本不影響PWM技術的實現。從而既保持了PWM技術的特點，又實現了軟開關技術。但由于諧振網絡在電路中的存在必然會產生諧振損耗，并使電路受固有問題的影響，從而限制了該方法的應用。

    2 系統統計和工作原理

    圖2給出了系統主電路和控制電路框圖，交流輸入電壓（500Hz/220V）經過整流橋整流后，得到一個直流電壓。DC/AC變換采用全橋變換電路，通過控制電路控制其逆變電路的導通時間，過流保護采用快速熔斷器，過電壓保護采用由電流互感器和電壓比較器LM324構成的過電壓檢測電路。

    2.1SG3524的功能及引腳

    SG3524是雙端輸出式脈寬調制器，工作頻率高于100kHz，工作溫度為0~70益，適宜構成100~500W中功率推挽輸出開關電源。SG3524采用DIP-16型封裝，管腳排列和內部結構如圖3所示。 

   

    SG3524工作過程如下。

    直流電源VS從腳15接入后分兩路，一路加到或非門；另一路送到基準電壓穩壓器的輸入端，產生穩定的+5V基準電壓。+5V再送到內部（或外部）電路的其他元器件作為電源。

    振蕩器腳7須外接電容CT，腳6須外接電阻RT。振蕩器頻率f由外接電阻RT和電容CT決定，f=1.18/RTCT。本設計將Boost電路的開關頻率定為10kHz，取CT=0.22滋F，RT=5k贅；逆變橋開關頻率定為5kHz，取CT=0.22滋F，RT=10k贅。振蕩器的輸出分為兩路，一路以時鐘脈沖形式送至雙穩態觸發器及兩個或非門；另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相端，比較器的反向端接誤差放大器的輸出。

    誤差放大器實際上是差分放大器，腳1為其反相輸入端；腳2為其同相輸入端。通常，一個輸入端連到腳16的基準電壓的分壓電阻上（應取得2.5V的電壓），另一個輸入端接控制反饋信號電壓。本系統電路圖中，在DC/DC變換部分，G3524的腳1接控制反饋信號電壓，腳2接在基準電壓的分壓電阻上。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進行比較，從而在比較器的輸出端出現一個隨誤差放

    大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門的一個輸入端。或非門的另兩個輸入端分別為雙穩態觸發器和振蕩器鋸齒波。雙穩態觸發器的兩個輸出端互補，交替輸出高低電平，其作用是將PWM脈沖交替送至兩個三極管V1及V2的基極，鋸齒波的作用是加入了死區時間，保證V1及V2兩個三極管不可能同時導通。最后，晶體管V1及V2分別輸出脈沖寬度調制波，兩者相位相差180毅。當V1及V2脈沖并聯應用時，其輸出脈沖的占空比為0%~90%；當V1及V2分開使用時，輸出脈沖的占空比為0%~45%，脈沖頻率為振蕩器頻率的1/2。

    2.2驅動電路的設計

    IR2110采用HVIC的閂鎖抗干擾CMOS制造工藝，DIP14腳封裝。具有獨立的低端和高端輸入通道；懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達500V，dv/dt=依50V/ns，15V下靜態功耗僅為116mW；輸出的電源端（腳3，即功率器件的柵極驅動電壓）電壓范圍10~20V；邏輯電源電壓范圍（腳9）5~15V，可方便地與TTL，CMOS電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有依5V的偏移量；工作頻率高，可達500kHz；開通、關斷延遲小，分別為120ns和94ns；

    圖騰柱輸出峰值電流為2A。

    IR2110內部由如圖4所示的三個部分組成：邏輯輸入，電平平移及輸出保護。如上所述IR2110的特點，可以為裝置的設計帶來許多方便。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設計，可以大大減少驅動電源的數目。

    采用IR2110作逆變半橋的驅動電路舉例。這種高壓側懸浮驅動的自舉原理如圖5所示。圖中C1、VD1分別為自舉電容和二極管，C2為VCC的濾波電容。假定在S1關斷期間C1已充到足夠的電壓（VC1抑VCC）。當HIN為高電平時VM1開通，VM2關斷，VC1加到S1的柵極和發射極之間，C1通過VM1，Rg1和S1柵極-發射極電容Cge1放電，Cge1被充電，S1導通。此時VC1可等效為一個電壓源。當HIN為低電平時，VM2開通，VM1斷開，S1柵電荷經Rg1、VM2迅速釋放，S1關斷。經短暫的死區時間（td）之后，LIN為高電平，S2開通，VCC經VD1，S2給C1充電，迅速為C1補充能量。如此循環反復。

    自舉元器件的分析與設計舉例。圖5所示自舉二極管（VD1）和電容（C1）是IR2110在PWM應用時需要嚴格挑選和設計的元器件，應根據一定的規則進

    行計算分析。在電路實驗時進行一些調整，使電路工作在最佳狀態。  

  

     1）自舉電容的選擇IGBT和PM（PowerMOS原FET）具有相似的門極特性。開通時，需要在極短的時間內向門極提供足夠的柵電荷。假定在器件開通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導通所需要的電壓（10V，高壓側鎖定電壓為8.7/8.3V）要高；再假定在自舉電容充電路徑上有1.5V的壓降（包括VD1的正向壓降）；最后假定有1/2的柵電壓（柵極門檻電壓VTH通常為3~5V）因泄漏電流引起電壓降。綜合上述條件，此時對應的自舉電容工程應用則取C1躍2Qg/（VCC-10-1.5）。

    例如FUJI50A/600VIGBT充分導通時所需要的柵電荷Qg=250nC（可由特性曲線查得），VCC=15V，那么C1=2伊250伊10-9/（15-10-1.5）=1.4伊10-7F，可取C1=0.22滋F或更大一點的，而耐壓躍50V的電容。

    在自舉電容的充電路徑上，分布電感影響了充電的速率。下管的最窄導通時間應保證自舉電容能夠充足夠的電荷，以滿足Cge所需要的電荷量再加上功率器件穩態導通時漏電流所失去的電荷量。因此從最窄導通時間tonmin考慮，自舉電容應足夠小。

    綜上所述，在選擇自舉電容大小時應綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅動性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅動要求。從功率器件的工作頻率、開關速度、門極特性進行選擇，估算后經調試而定。

    2）自舉二極管的選擇自舉二極管是一個重要的自舉器件，它應能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關頻率之積。為了減少電荷損矢，應選擇反向漏電流小的快恢復二極管。單從驅動PM和IGBT的角度考慮，均不需要柵極負偏置。Vge=0，完全可以保證器件正常關斷。但在有些情況下，負偏置是必要的。這是因為當器件關斷時，其集電極-發射極之間的dv/dt過高時，將通過集電極-柵極之間的（密勒）電容以尖脈沖的形式向柵極饋送電荷，使柵極電壓升高，而PM，IGBT的門檻電壓通常是3~5V，一旦尖脈沖的高度和寬度到達一定的程度，功率器件將會誤導通，造成災難性的后果。而采用柵極負偏置，可以較好地解決這個問題。

    2.3保護電路

    電力電子常用的保護有過流保護和過壓保護。

    1）過電流保護在電力電子變換和控制系統運行不正常或發生故障時，可能發生過電流造成開關器件的永久性損壞，快速熔斷器是電力電子變換器系統中常用的一種過電流保護措施。快速熔斷器的過流保護原理是基于快速熔斷器特性與器件特性的保護配合來完成的，即通過選擇快速熔斷器的短路容量約器件的熱容量，使得當發生過流時快速熔斷器先熔斷，以保護器件不損壞。另一種方法是采用電流檢測、比較、判斷，在過流瞬間及時關斷電路。

    2）過電壓保護電力電子設備在運行過程中，會受到由交流供電電網進入的操作過電壓和雷擊過電壓的侵襲。同時，設備自身運行中以及非正常運行中也有過電壓出現。過電壓保護的基本原理是在瞬態過電壓發生的時候（滋s或ns級），通過過電壓檢測電路進行檢測。過電壓檢測電路中主要的元件是壓敏電阻。壓敏電阻相當于很多串并聯在一起的雙向抑制二極管，起到電壓箝位的作用。電壓超過箝位電壓時，壓敏電阻導通；電壓低于箝位電壓時，壓敏電阻截止。

    過電壓檢測電路原理如圖6所示。當有過電壓信號產生時，壓敏電阻被擊穿，呈現低阻值甚至接近短路狀態，這樣在電流互感器的一次側產生一個大電流，通過線圈互感作用在二次側產生一個小電流，再通過精密電阻把電流信號轉變為電壓信號；這個信號輸入到電壓比較器LM393后，LM393輸出高電平，經過非門A輸出的控制脈沖2控制電源回路，斷開開關電源電路。當輸出的高電平輸出SG3524的腳10時，封鎖輸出脈沖，進行保護。     

    2.4DC/AC逆變電路結構

    DC/AC變換采用單相輸出，全橋逆變形式，由4個IGBT（G20N40L）構成橋式逆變電路，最高耐壓800V，電流20A，利用半橋驅動器IR2110提供驅動信號，其輸入波形由SG3524提供，同理可調節該SG3524的輸出驅動波形的D<50%，保證逆變的驅動方波有共同的死區時間。

    3結語

    結合高校學生《電力電子技術》課程的實踐教學，對上述理論分析和方案設計，通過安裝和調試進行實驗，并應用在風扇、電爐等家用電器的控制，效果良好，達到了預先設計要求。本設計也可引入閉環控制，實現自動調節。隨著智能電力模塊（如IPM）的廣泛應用，不僅體積小，轉換效率高，而且具有各種保護功能，同時具有程控接口，在實現對整個系統的有效控制和保護方面將更加完善。

    

    作者簡介：

    王保強，男，成都信息工程學院教授，學科方向為測控技術與自動化裝置。

    參考文獻：

    [1]王保強.IGBT的ZVC/ZIC控制[J].電子科技大學學報，2000，2.

    [2]李旭，謝運祥.PWM技術實現方法[J].人民郵電報，2005，4.

    [3]朱代祥，張代潤，彭協華.單相正弦脈寬調制逆變器的設計[J].電源技術應用，2004，7.

    [4]陳堅.電力電子學———電力電子變換和控制技術[M].北京：高等教育出版社，2002.